3.3V,5V二种固定输出电压型和一个输出电压可调型
内置固定频率为150KHz的振荡器
过热保护电路和限流保护电路
输入电压最高到40V
只需4个外围器件
可提供2A负载电流
待机电流80μA
高效率>开关调节器主要电流波形
开关调节器（Buck电路）最大的优点是损耗小、效率高。因此有必要了解整个电路的电流波形和数值，用于计算效率和了解电路的工作特点。
开关管V导通时（设导通正向压降为零），加在滤波电感Lo上的电压为（Udc-Uo）。由于电感上的电压J叵定，所以流过电感的电流线性上升，其斜率为
此时，先前流过开关管V的电流I2现在转移流过二极管D，如图e所示。但这时电感Lo上的电压极性反向，幅值为（Uo+1），电感中的电流线性下降，其斜率为
这样，电感Lo上的电流是V导通时的电流（见图d）和V关断时D的电流（见图e）之和，即图f所示的电流ILoo可见，在输出电流Io的上下有斜坡纹波动（I2-I1）。因此，可以推断图d、e中波形斜坡中点的电流值就是直流输出电流Ioo随着输出电流Io的改变，图d、e中的斜坡中点也会变化，但斜坡的斜率不变。开关管V导通时，ILo的斜坡斜率始终为（Udc-Uo）/Lo，V关断时，其斜率始终为（Uo+1）/Loo
但若Io减小使图d、e中的I1达到零，则将发生很大的变化。>开关调节器式直流稳压电源
线性调节器，由于串联晶体管的高损耗使它很难在输出大于5A的场合下应用。因为高损耗要求用较大体积的散热器，而大体积的散热器及笨重的工频变压器，又与电路其他部件的集成小型化很不协调。这样的线性调节器输出负载的功率密度一般仅为0，2～0.3wm，根本不能满足电路小型化的要求。
20世纪60年代，取代线性调节器的开关调节器开始应用。它将快速通/断的晶体管置于输入与输出之间，通过调节通/断比例（占空比）来控制输出直流电压的平均值。此平均值电压由可调宽度的方波脉冲构成，方波脉冲的平均值就是直流输出电压。
使用合适的LC
这种开关调节器的功率密度可以达到1～4W/in3，而且还可以获得与输人隔离的多组输出。它们也可以无须使用工频变压器，故有些DC/DC开关转换器的功率密度可以高达40～50Win。
图所示为最早的开关调节器（Buck转换器）式直流稳压电源的基本原理电路，其中开关管V作为单刀单掷开关与直流输入电压Udc串联。在开关周期Ts内，V导通的时间为TonoV导通时，U1点电压为Udc（设V导通的正向管压降为零）。V关断时，V1点电压迅速下降到零。若没有钳位二极管VD（也称续流二极管）将其钳位于地，则U1点电压波形会降得很负而损坏晶体管V。
设此刻二极管D的压降也为零，则U1点电压波形为矩形波，如图b所示。在Ton时段电压为Udc，其余时间电压为零。该电压的直流值（或称平均值）为Udc（Ton/Ts）。
LoCo滤波器接于U1和Uo电压之间，它使输出电压Uo。成为幅值等于Udc（Ton/Ts）的无尖峰无纹波的直流电压。
如图开关调节器式直流稳压电源的基本原理电路及工作波形
采样电阻R1和R2检测输出电压Uo，并将其输入到误差
PWM脉冲输入到电流放大器，并以负反馈的方式控制开关管V的通/断。其逻辑关系是：若输入电压Udc稍升高，则误差放大器输出电压Uea将降低，使锯齿波与Uea交点提前，开关管V的导通时间7on缩短，使输出电压Uo=Udc（Ton/Ts）保持不变。同理，若Udc下降，则导通时间Ton正比的延长使Uo保持不变。开关管V导通时间的改变使采样电压总是等于参考电压，即UoR2/（R1+R2）=UREF。>开关调节器（Buck）的理想开关频率
在任何周期Ts下，开关调节器（Buck）的输出电压均为Uo=UdcTon/Ts，这就提出了一个问题，即是否存在最佳的周期，以及周期选择的依据是什么。首先人们会想到的是尽量把开关频率提高，以减小滤波器中Io和Co的体积重量。
但是从整体上考虑，高开关频率不一定能减小开关调节器的体积。这可以从表示电路交叠损耗，因为交叠损耗与开关周期Ts，成反比，缩短开关周期会使交叠损耗增大，则开关管所需的散热器也应更大以限制开关管的温升。
此外，开关管的损耗，而未考虑续流二极管D的损耗，这是因为D的反向恢复时间很短。反向恢复时间是二极管从其开始承受反向电压瞬间到停止流过反向漏电流所经历的时间，应使用反向恢复时间为35～50ns的超快恢复二极管作为续流二极管D。但即使是这种二极管也会带来明显的损耗，此损耗与开关周期T，成反比。增加开关频率（缩短开关周期）的确可以减小滤波器呒、咣的体积，但会使总损耗增加，且需要更大的散热器。
当然，开关频率在25～50kHz范围内，开关调节器（Buck）的整个体积可以随开关频率的增加而减小，但频率超过50kHz时，这一优势就很有限了，因为这样既增加了损耗，又要求有较大体积的散热器。
