摘 要:研究了基于光纤3×3耦合器迈克尔逊干涉仪及反馈跟踪相位变化的振动测量系统。该测量系统包含两个反馈控制环节:一个反馈控制环节用于补偿由于环境干扰引起的相位随机漂移;另一个反馈控制环节用于跟踪由于振动引起的相位变化,从而实现对振动幅值及振动方向的测量。该系统可对频率为1.5~200Hz的振动进行测量,测量分辨率可达到10nm。
1 引 言
光纤干涉仪由于具有体积小、重量轻、抗电磁干扰、能波分复用、高度集成、价格低廉等优点而被广泛应用于精密测量领域。对位移、振动、速度、加速度、应变以及温度等参量进行了测量[1—12]。
对于很多光纤干涉测量系统来说,光纤仅是用来传光的,干涉信号的相位变化应该只是由被测量的变化量引起。但是由于干涉臂中的光纤长度对环境干扰非常敏感,这些干扰会使干涉信号的相位产生随机变化,这种相位的随机变化会降低测量精度,甚至使测量系统无法正常工作。为了提高测量精度,需要对由环境干扰引起的相位随机变化量进行补偿。由于干涉信号呈正弦规律变化,无法仅凭干涉信号的变化来判断被测量(振动、位移)的方向。怎样判断被测振动或位移的变化方向也是需要解决的难题。
本文研究了基于光纤3×3耦合器(3×3 cou-pler)迈克尔逊干涉仪和反馈跟踪相位变化的振动测量系统。该系统具有自补偿功能,能有效地补偿环境干扰的影响,使测量系统具有很高的测量精度,而且能对振动的振幅和方向同时进行测量。该系统能对频率为1.5~200Hz的振动进行测量,测量分辨率可达到10nm。
2 测量系统的原理
2.1 测量原理分析
测量系统的原理如图1所示。利用一个光纤3×3耦合器构成光纤迈克尔逊干涉仪。该测量系统包含两个反馈控制环节,分别用于补偿由于环境干扰引起的相位随机变化以及跟踪由振动引起的相位变化。中心波长λ=1557.32nm的DFB激光器,由它发出的20dB谱宽为0.2nm的光经过光纤隔离器(Isolator)和光纤3×3耦合器后被分成三路,其中两路光被光纤准直镜(Grins)准直后,垂直入射到测量镜(Meas mirror)和参考镜(Ref mirror)上,然后再由这两个镜反射的两束反射光在光纤3×3耦合器上再次相遇并发生干涉。一路干涉信号由于光纤隔离器的作用不能到达光源,因而不会对光源产生影响;另两路干涉信号分别被探测器PD1和探测器PD2探测。
由探测器PD1探测到的干涉信号经过反馈控制环节1(ElectroNIc feedback loop 1)处理后输入到电压驱动压电陶瓷管PZT1(管长35mm,外径35mm,壁厚2mm),在PZT1上缠有约11m长的参考臂光纤。反馈控制环节1的输出电压驱动PZT1来调节参考臂的光程,使干涉仪的两个臂的相位差始终保持在π/2,由此补偿环境干扰对干涉仪的影响。
由探测器PD2探测到的干涉信号经过反馈控制环节2(Electronic feedback loop 2)处理后输出的信号经过高压放大器(High Voltage Amplifier)放大10倍,驱动压电陶瓷PZT2调节参考臂的光程,使干涉仪的两个臂的相位差始终保持在π/2,跟踪由测量镜的振动引起的相位变化,实现对振动的测量。反馈控制环节2的输出电压与振动的幅值成正比,将反馈控制环节2的输出电压作为测量结果记录下来,在对振动幅值进行测量的同时,还提供了被测振动方向的信息。反馈控制环节2的输出经过A/D卡转换后由计算机记录。
2.2 反馈控制环节分析
反馈控制环节1的原理如图2所示。由探测器1(PD1)探测到的信号经过电流-电压转换成U1后,可表示为
式中:u0是一个与输入光强和U1增益有关的量;k是干涉条纹的可见度;d是两个干涉臂的静态相位差;s是由于环境干扰引起的随机相位差。由PD1探测的信号经过截止频率为0.019Hz的高通滤波器U2后,滤去直流分量,U2输出为
当干涉仪处于正交状态(相位差为π/2)时,即d+s=π/2,有u1=0,在正交状态附近,方程(2)可表示为
式中:K1是由U2输出的干涉信号在正交点附近的增益;Δ=(d+s)-π/2。在正交状态附近u1与干涉仪偏离正交点的大小成正比,因此本测量系统将u1经过一个积分器U3后作为修正信号驱动压电陶瓷PZT1,调节参考臂光程,使干涉仪回到正交状态,实现对环境干扰的补偿。从图2可知,第二环节的高通滤波器(U2)的截止频率为0.019Hz,第三环节的积分器(U3)的截止频率为1.5Hz,反馈控制环节1的频率带宽范围为0.019~1.5Hz。由于通常的环境干扰的频率较低,实验证明反馈控制环节1可有效地消除环境干扰的影响。
PZT1上缠有的光纤长度约为11m,可以对±7πrad的相位差连续跟踪补偿,对应的驱动电压为±7V。当驱动电压的绝对值大于7V时,放电电路对PZT1放电,将PZT1的驱动电压置为零,又开始新一轮的跟踪补偿。对压电陶瓷的放电使得反馈控制环节1能连续地对环境干扰进行补偿。
反馈控制环节2的原理如图3所示。由探测器2 (PD2)探测到的信号经过电流-电压转换成U4后,可表示为
式中:u′10是一个与输入光强和U4的增益有关的量;k′是干涉条纹的可见度;′d是两个干涉臂的静态相位差;′s是由测量镜的振动引起的相位的变化量。由于相位的随机变化已经被反馈控制环节1补偿,所以式(4)中是无相位的随机变化量。由PD2探测的信号经过截止频率为0.019Hz的高通滤波器U5后,滤去直流分量,再经过两个串联的积分器U6和U7处理。反馈控制环节2是一个二阶控制系统,频率带宽为0.019Hz~5kHz。反馈控制环节2的输出经过高压放大器放大10倍后,驱动压电陶瓷PZT2跟踪相位变化,使干涉仪处于正交状态。如果测量镜的位移发生变化,反馈控制环节2的输出将驱动PZT2跟踪这个位移的变化。所以PZT2的驱动电压与测量镜的位移变化量成正比。只要测量出PZT2上的驱动电压值,测量镜的位移幅值及方向就被测量出来了。由于低于1.5Hz的振动将被反馈控制环节1补偿,所以反馈控制环节2只能跟踪由大于1.5Hz的振动引起的相位变化。因此,该测量系统只能对大于1·5Hz的振动进行测量。由于PZT2自身带有闭环补偿环节,压电陶瓷的非线性性和磁滞性被有效地补偿,在0~200Hz频率带宽内,PZT2的驱动电压与其变形量的线性度可达到99.9%,当驱动电压的最大值为100V时,对应PZT2的变形量为60μm。综合这些因素,可知该测量系统能够对1.5~200Hz的振动进行高精度测量。
3 实验及实验结果
当两个反馈控制环节处于非工作状态(断开),且测量镜和参考镜静止时,由探测器PD2探测到的干涉信号一直在波动,干涉信号的波动是由环境干扰引起的。当PD1的输出信号经过反馈控制环节1处理后驱动PZT1调节光纤迈克尔逊干涉仪的光程时,由PD2探测到的信号就稳定在-4.8V这一固定值,这说明环境干扰对干涉仪的影响被消除了。
在测量过程中,将测量镜粘贴在一个压电陶瓷上,用1.5~200Hz的正弦激励电压驱动该压电陶瓷,干涉仪的正交状态即被破坏。反馈控制环节2的输出电压经过高压放大器放大10倍后,驱动PZT2调节参考臂的光程,使干涉仪回复到正交状态。反馈控制环节2的输出电压与带动测量镜振动的压电陶瓷上的驱动电压成正比。
利用测振仪(Polytec OFV3000)对测量镜的振动进行了测量,将其测量结果与利用该测量系统测量的结果进行对比,图4是激励电压的频率为50Hz,幅值由0V增加到3V时,测振仪的测量结果与该测量系统的测量结果的对比。由图4可知,这两种方法的测量结果有极高的线性相关性。这也验证了该测量系统的测量原理的正确性。由图4可知,该测量系统的灵敏度为6μm/V。
为了分析该测量系统的测量分辨率,在激励电压频率为50Hz,幅值为2V时,将反馈控制环节2的输出做傅里叶变换,傅里叶变换结果如图5所示。由图5可知,信号的幅值比噪声的幅值大60dB以上。由于反馈控制环节2的输出电压的幅值为1.7V,可计算出噪声的最大幅值为1. 7mV,对应PZT2的变形量10.2nm。系统所用的A/D转换卡是16位,输入幅值为10V,对应的电压分辨率为10V/216=0.15 mV,对应0.9nm的PZT2的变形量。PZT2的分辨率是1.2nm。综合考虑反馈控制环节2的噪声、A/D转换卡的分辨率、PZT2的分辨率,可得出该测量系统的测量分辨率为10nm。只要对反馈控制环节2的噪声作进一步抑制,即可进一步提高测量分辨率。本测量系统的测量量程和频率范围均由PZT2决定,PZT2的最大变形量为60μm,频率响应带宽为0~200Hz。由于反馈控制环节2的带宽为0.019Hz~5kHz,当PZT2的频率响应带宽更宽,PZT2的变形量更大时,该测量系统即可对更宽频率、更大幅值的振动进行测量。
4 结 论
研究了由光纤3×3耦合器构成的光纤迈克尔逊干涉仪和相位跟踪的振动测量系统。该系统包含两个反馈控制环节:一个反馈控制环节用于补偿环境干扰对测量系统的影响;另一个反馈控制环节用于跟踪由于测量镜的振动引起的相位的变化,从而实现对振动的测量。该测量系统可以同时对振幅和振动方向进行测量。可测量的振动频率范围为1.5~200Hz,测量分辨率可达到10nm。
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基金项目:国家自然科学基金资助项目(50675018);北京市自然科学基金资助项目(3072009)
作者简介:谢芳(1966-),女,北京交通大学理学院副教授,博士,主要从事精密测试和光纤传感方面的研究。
E-mail:fxie@bjtu.edu.cn
